MOS晶体管的非准静态分析及其特征解析MOS晶体管的非准静态分析是一项困难的数学运算。我们将就沟道内各点上都处于强反型这一特殊情况(这大大地简化了问题)来举例说明这一分析方法。用式(4.4.16a)的时变形式可把q´I（x，t）与外部的端电压以及内部的有效反向偏压υCB（x，t）联系起来：υCB（x，t）随x的变化是电流流动的“驱动力”。这一电流可用式(4.4.12)来表示。当然，其中的ID要用i
MOS晶体管的非准静态分析及其特征解析MOS晶体管的非准静态分析是一项困难的数学运算。我们将就沟道内各点上都处于强反型这一特殊情况(这大大地简化了问题)来举例说明这一分析方法。用式(4.4.16a)的时变形式可把q´I（x，t）与外部的端电压以及内部的有效反向偏压υCB（x，t）联系起来：υCB（x，t）随x的变化是电流流动的“驱动力”。这一电流可用式(4.4.12)来表示。当然，其中的ID要用i
MOS晶体管非准静态建模的连续性方程解析从前一节中可看到，对于一给定的沟道长度，若输入变化太快，则准静态模型就失效了。曾经建议，这种情况下推广静态模型的方法是把器件看成由若干较短器件连接而成(图7.12)，并对每一子器件采用准静态模型。注意，对每个子器件来说，从一端流入的电流通常不等于从另一端流出的电流，这是因为每一子器件内可能建立起了反型层电荷，正如同由于在这一段的准静态模型中所建立的电荷使漏端
MOS晶体管非准静态建模的连续性方程解析从前一节中可看到，对于一给定的沟道长度，若输入变化太快，则准静态模型就失效了。曾经建议，这种情况下推广静态模型的方法是把器件看成由若干较短器件连接而成(图7.12)，并对每一子器件采用准静态模型。注意，对每个子器件来说，从一端流入的电流通常不等于从另一端流出的电流，这是因为每一子器件内可能建立起了反型层电荷，正如同由于在这一段的准静态模型中所建立的电荷使漏端
MOS晶体管准静态模型的局限性及其重要性分析根据迄今为止的讨论可知，如果端电压变化足够慢，以致使沟道内电荷的分布可以忽略其惯性，能够跟上电压的变化，则我们可预期准静态模型将是有效的。给出“足够慢”的定量定义是难以做到的，从利用准静态模型得到的结论是否可信，取决于施加在端极上电压波形的类型，器件的工作区，所要求的结果的类型(例如电流波形的形状、延时、上升时间等)以及所追求的精度等等。实际上，利用示于
MOS晶体管准静态模型的局限性及其重要性分析根据迄今为止的讨论可知，如果端电压变化足够慢，以致使沟道内电荷的分布可以忽略其惯性，能够跟上电压的变化，则我们可预期准静态模型将是有效的。给出“足够慢”的定量定义是难以做到的，从利用准静态模型得到的结论是否可信，取决于施加在端极上电压波形的类型，器件的工作区，所要求的结果的类型(例如电流波形的形状、延时、上升时间等)以及所追求的精度等等。实际上，利用示于
MOS晶体管直流条件下的渡越时间特性及曲线图分析晶体管中与直流工作状态有关的渡越时间(1.3.1节)是一个电子越过沟道长度所需的平均时间： 由于在前一节中已算出了反型层电荷，故现在是对四种感兴趣的情况计算τ的合适时机。在下一节中我们将要用到τ。1、强反型-VDS很小时曲非饱和从式(7.4.22)；我们有。由式(4.4.30a），VDS很小，有。因此根据式（7.5.1）可得注意，由于忽略VDS
MOS晶体管直流条件下的渡越时间特性及曲线图分析晶体管中与直流工作状态有关的渡越时间(1.3.1节)是一个电子越过沟道长度所需的平均时间： 由于在前一节中已算出了反型层电荷，故现在是对四种感兴趣的情况计算τ的合适时机。在下一节中我们将要用到τ。1、强反型-VDS很小时曲非饱和从式(7.4.22)；我们有。由式(4.4.30a），VDS很小，有。因此根据式（7.5.1）可得注意，由于忽略VDS
在计算端电流时电荷的应用把VGS=VG-VS，VDS=VD-VS和VSB=VS-VB等关系代入已导出的各工作区中的电荷表达式，便可把它们写成为VD、VG、VB和VS的函数。正如从7.4.1节中的论述可知，如果端电压变化足够慢，使准静态工作得以维持，则时变电荷可用同样的表达式来确定，因此，式(7.3.16)中的偏导数便可确定。换而言之，我们有这里，X和Y中的每一个都可代表D、G、B或S。因此，若端电
在计算端电流时电荷的应用把VGS=VG-VS，VDS=VD-VS和VSB=VS-VB等关系代入已导出的各工作区中的电荷表达式，便可把它们写成为VD、VG、VB和VS的函数。正如从7.4.1节中的论述可知，如果端电压变化足够慢，使准静态工作得以维持，则时变电荷可用同样的表达式来确定，因此，式(7.3.16)中的偏导数便可确定。换而言之，我们有这里，X和Y中的每一个都可代表D、G、B或S。因此，若端电
MOS晶体管电荷与VGS的关系曲线图分析图7.7中，我们已经见到过在强反型时；对于一固定的VGS值所绘出的电荷与VDS的函数关系曲线。为了显示出电荷在所有工作区内的特性，常常反过来把VDS固定在某广值，然后绘出电荷与VGS的函数关系曲线。绘制这样的曲线相当于在ID-VDS特性曲线(示于图7.8)上沿一条垂直线向上移动。随着VGS的增加，所遇到的区域依次是积累，耗尽，弱反型，中反型、饱和以及非饱和。
MOS晶体管电荷与VGS的关系曲线图分析图7.7中，我们已经见到过在强反型时；对于一固定的VGS值所绘出的电荷与VDS的函数关系曲线。为了显示出电荷在所有工作区内的特性，常常反过来把VDS固定在某广值，然后绘出电荷与VGS的函数关系曲线。绘制这样的曲线相当于在ID-VDS特性曲线(示于图7.8)上沿一条垂直线向上移动。随着VGS的增加，所遇到的区域依次是积累，耗尽，弱反型，中反型、饱和以及非饱和。
MOS晶体管准静态工作下电荷的计算积累重要性和第2章中所说明的一样，当VGB比VFB足够低时,p型衬底中(这里空穴丰富)的空穴立即在氧化层下积累起来，并在那里形成一层很薄的高导电层。支持这些空穴所需的表面势是负的，但其值很小，因为空穴层是如此之薄(这一点可用附录H中的一般分析来证明)。因此在电势平衡方程(2.3.1)中，ψs可忽略，从而导致氧化层电势ψox＝VGB-ΦMS；这样，单位面积的栅电苞Q
MOS晶体管准静态工作下电荷的计算积累重要性和第2章中所说明的一样，当VGB比VFB足够低时,p型衬底中(这里空穴丰富)的空穴立即在氧化层下积累起来，并在那里形成一层很薄的高导电层。支持这些空穴所需的表面势是负的，但其值很小，因为空穴层是如此之薄(这一点可用附录H中的一般分析来证明)。因此在电势平衡方程(2.3.1)中，ψs可忽略，从而导致氧化层电势ψox＝VGB-ΦMS；这样，单位面积的栅电苞Q
MOS晶体管耗尽准静态工作下电荷的计算重要性在数字电路中，晶体管在导通和截止之间转换，因此截止的电荷在计算这类电路的瞬态响应时具有重要性，截止区由两个区域——耗尽和积累组成(图3.2)，我们在本小节和下一小节中讨论这两个区域。在耗尽区，反型层电荷可全部忽略，即因为这一点，所以QB和QG表达式的推导方法与7.4.4节中用于弱反型时的推导方法一样，所得结果也是同样的，为方便起见，重写于下：联系方式：邹
MOS晶体管耗尽准静态工作下电荷的计算重要性在数字电路中，晶体管在导通和截止之间转换，因此截止的电荷在计算这类电路的瞬态响应时具有重要性，截止区由两个区域——耗尽和积累组成(图3.2)，我们在本小节和下一小节中讨论这两个区域。在耗尽区，反型层电荷可全部忽略，即因为这一点，所以QB和QG表达式的推导方法与7.4.4节中用于弱反型时的推导方法一样，所得结果也是同样的，为方便起见，重写于下：联系方式：邹
MOS晶体管通用电荷薄层模型原理及重要性解析在7.4.2节和7.4.4节中，我们已经看到，若把强反型和若反型分别加以考虑，则就有可能在两个区域的每一区域中都获得简单的电荷表达式。可是，导出一个对所有反型区都适用的每种电荷的通用表达式(如同4.3节中对漏端电流所做的那样)也是有可能的。这些表达式甚至也适用于中反型区(一个至今尚未导出简单表达式的区域)。通常，为了实现这种通用性，必须接受额外的复杂性。
MOS晶体管通用电荷薄层模型原理及重要性解析在7.4.2节和7.4.4节中，我们已经看到，若把强反型和若反型分别加以考虑，则就有可能在两个区域的每一区域中都获得简单的电荷表达式。可是，导出一个对所有反型区都适用的每种电荷的通用表达式(如同4.3节中对漏端电流所做的那样)也是有可能的。这些表达式甚至也适用于中反型区(一个至今尚未导出简单表达式的区域)。通常，为了实现这种通用性，必须接受额外的复杂性。
MOS晶体管准静态工作下电荷计算的弱反型特征弱反型时，电荷的计算十分容易。首先，我们注意到单位面积的耗尽区电荷由式(4.3.14)给出，重写如下：如4.6节中所见，在弱反型区(以及在耗尽区)，表面势Ψs实际上与位置无关，并用下式给出：现在，考虑电荷中性方程QG+Qc+QI+QB=0。为了计算QG，可利用弱反型时QI《QB这一条件(4.6节)，这样， 为了准确地求出QI，可利用4.6节中的说明
MOS晶体管准静态工作下电荷计算的弱反型特征弱反型时，电荷的计算十分容易。首先，我们注意到单位面积的耗尽区电荷由式(4.3.14)给出，重写如下：如4.6节中所见，在弱反型区(以及在耗尽区)，表面势Ψs实际上与位置无关，并用下式给出：现在，考虑电荷中性方程QG+Qc+QI+QB=0。为了计算QG，可利用弱反型时QI《QB这一条件(4.6节)，这样， 为了准确地求出QI，可利用4.6节中的说明
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